Однополярные стабилизаторы напряжения на основе ОУ могут быть построены по схеме инвертирующего и неинвертирующего усилителя, на вход которого подано стабильное напряжение от опорного источника. Достоинством таких стабилизаторов является возможность получения различных по абсолютному значению и знаку стабилизированных напряжений при неизменном опорном.

На первом рисунке показана схема стабилизатора в котором на вход неинвертирующего усилителя подано опорное напряжение U0 со стабилитрона VD1. Для увеличения выходного тока стабилизатора используется повторитель напряжения на транзисторе VT1. Выходное напряжение данного стабилизатора рассчитывается по следующей формуле:

Uвых = U0(R1/R2+1)

Для увеличения стабильности опорного напряжения можно подключить параметрический стабилизатор R3 VD1 не ко входу, а к выходу стабилизатора как показано на втором рисунке. Ток через стабилизатор VD1 в этом случае равен U0R1/(R2R3) и не зависит от изменения входного напряжения, при этом ОУ охватывается двумя видами обратной связи: положительной и отрицательной. Наличие отрицательной связи приводит к тому, что на выходе ОУ при включении питания в принципе может установится как положительное так и отрицательное напряжение. Для установления напряжения нужного знака, необходима некая начальная несимметрия. В стабилизаторе эта несимметрия создается за счет выходного транзисторного повторителя напряжения.

Двухполярные стабилизаторы напряжения как правило состоят на основе двух однополярных, использующих один источник опорного напряжения. Пример такого двух полярного стабилизатора показан на рисунке.

ОУ DA2 здесь включен по схеме инвертора с коэффициентом передачи -1. Выходные каскады в двух полярном стабилизаторе могут быть построены на основе транзисторных повторителей как в предыдущих схемах. В данном стабилизаторе применен другой вариант выходного каскада, достоинством которого является возможность уменьшить минимальную разность выходного и входного напряжения стабилизатора до 3-5 В. Она определяется падением напряжения на базо-эмиттерном переходе транзистора от 0,4 до 0,7 В и разностью между напряжением питания и максимальным выходным напряжением ОУ от 2 до 4 В. Например если выходное напряжение равно 15 В, то на базу транзистора необходимо подать 15,6 В, соответственно напряжение питания ОУ должно быть не менее 17,6-19,6 В. В случае применения выходного каскада показанного на рисунке, минимальная разность выходного и входного напряжения стабилизатора определяется напряжением насыщения транзисторов VT1 VT4 и не превышает 1 В.

Транзисторы VT2 VT3 в стабилизаторе дополнительно усиливают ток, поступающий на базы выходных транзисторов VT1 VT4, что дает возможность увеличить выходную мощность стабилизатора за счет использования более мощных выходных транзисторов.

В ранее рассмотренных стабилизаторах выходное напряжение не может быть меньше опорного, поэтому для получения малых выходных напряжений использовать низковольтные стабилитроны или использовать в качестве опорных источников светодиоды.

Выходное напряжение на выходе стабилизатора которое меньше опорного напряжения можно получить используя схему показанную на рисунке.

В схеме мост образованный резисторами R1 R2 R3 и стабилитроном VD1, включен между напряжениями +Uвых и -Uвых. Если R4=R5, то получаем +Uвых = U0(1+R1/R2)/2 , где U0 — падение напряжения на стабилитроне. Ток через стабилитрон равен U0R1/(R2R3) .

Источник — Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных уст-вах (1988)

Применение в стабилизаторах напряжения мощных полевых транзисторов, несмотря на их неоспоримые преимущества - ультранизкое сопротивление открытого канала (единицы миллиом), позволяющее получить сверхмалое падение напряжения между входным и выходным напряжением (десятые доли вольта), большие токи (сотни ампер), низкая стоимость (особенно n-канальных транзисторов), - как известно, сопряжено с решением одной проблемы, связанной с высоким пороговым напряжением (2 - 5 В), которое требуется подать на затвор, чтобы открыть транзистор. Если, например, в стабилизаторе положительного напряжения на n-канальном транзисторе входное напряжение подается на сток, выходное снимается с истока, а затвором управляет ОУ, то при малом падении напряжения стабилизатора (между истоком и стоком транзистора) ОУ должен подать на затвор напряжение на 2 - 5 В выше истока, а значит и выше стока, то есть выше входного напряжения. Но где его взять, если кроме входного другого напряжения нет? К каким только ухищрениям не прибегают, чтобы получить напряжение выше входного: используют дополнительную обмотку трансформатора и выпрямитель на ее основе, различные схемы повышения входного напряжения, основанные на умножителях напряжения, а в некоторые современные микросхемы стабилизаторов даже встраивают DC/DC преобразователи.

Если же требуется двуполярный стабилизатор, то используют вышеупомянутые схемы с их недостатками.

Автор задался вопросом: а нельзя ли в двуполярном стабилизаторе использовать для питания ОУ, помимо входного напряжения стабилизатора, еще и входное напряжение другого стабилизатора, а в другом - входное первого? Как показал результат такого эксперимента, оказывается, можно. Мало того, автор получил такой низкий уровень размаха пульсаций выходного напряжения стабилизаторов при больших токах, какого даже не ожидал.

Дальнейшее изложение будет построено следующим образом. Вначале будут приведены известные упрощенные схемы стабилизаторов на ОУ и полевых транзисторах, затем уже принципиальные схемы на них основанные, далее будет дана разводка плат стабилизаторов, их фотографии и конструкция источника питания (ИП) на базе двуполярного стабилизатора. После этого будут приведены результаты испытаний стабилизаторов и, в частности, осциллограммы пульсаций выходных напряжений. В конце статьи будут подытожены выходные параметры стабилизаторов.

Упрощенные схемы

На Рисунке 1 показаны четыре варианта упрощенных схем стабилизаторов на базе ОУ и мощных полевых транзисторов.

Принцип действия стабилизатора на Рисунке 1а заключается в следующем. На сток n-канального полевого транзистора подается входное напряжение U ВХ, а стабилизированное выходное напряжение U ВЫХ снимается с истока, потенциал которого всегда ниже потенциала стока. Таким образом, в этой схеме транзистор работает в штатном режиме. ОУ сравнивает образцовое напряжение V REF , поданное на его неинвертирующий вход, с частью выходного, снятого с делителя R, поданного на его инвертирующий вход, и равного V REF при заданном U ВЫХ. Своим выходным напряжением ОУ воздействует на затвор транзистора таким образом, чтобы напряжение, снятое с делителя, всегда равнялось бы V REF независимо от входного напряжения и тока нагрузки. Например, при увеличении тока нагрузки выходное напряжение падает, в связи с чем падает и напряжение, снятое с делителя, а поскольку оно подано на инвертирующий вход ОУ, выходное напряжение ОУ увеличивается, отчего потенциал затвора повышается, и транзистор приоткрывается, восстанавливая выходное напряжение до прежнего уровня. Особенностью и основным недостатком этой схемы является тот факт, что напряжение затвора, при котором транзистор начинает открываться, всегда выше напряжения истока на 2 - 5 В. Поэтому, если положительное напряжение питания ОУ взято с входного напряжения, то оно должно быть всегда выше входного еще на несколько вольт, то есть еще на несколько вольт больше, чем 2 - 5 В, что недопустимо много. Но если другого напряжения, кроме входного, нет, то этой схемой пользоваться просто нельзя. А если есть? Тогда можно (и нужно!), и это как раз является одной из особенностей описываемых в статье стабилизаторов. Преимуществом схемы является использование в ней мощного n-канального полевого транзистора, который при прочих равных условиях в 2 - 5 раз дешевле p-канального. Кроме того, мощные n-канальные транзисторы в несколько раз более распространены, чем p-канальные и, наконец, n-канальные транзисторы по некоторым параметрам имеют недостижимые p-канальными транзисторами характеристики. Например, ультранизкого сопротивления открытого канала, доходящего до 2.4 мОм (IRFB3206), или огромной крутизны, минимальное значение которой 230 См (IRFB3306), у p-канальных транзисторов просто не бывает. Хотя по стоимости (около 1$) эти транзисторы (IRFB3206, IRFB3306) не превышают стоимости самых современных p-канальных транзисторов.

На Рисунке 1в показана упрощенная схема стабилизатора отрицательного напряжения, которая является «зеркальной» по отношению к схеме Рисунок 1а и работает аналогично (только для отрицательного напряжения), поэтому, на взгляд автора, в объяснении не нуждается. Дополнительным недостатком этой схемы является использование в ней p-канального полевого транзистора.

Здесь следует сделать некоторое отступление относительно выпрямительных схем, использующихся в двуполярных стабилизаторах.

Наиболее часто встречающаяся схема использует вторичную обмотку трансформатора с отводом от средней точки и две полумостовых схемы выпрямления по каждому из напряжений (положительному и отрицательному). Такая схема (ввиду простоты она не приводится) использует по два выпрямительных диода для каждой из полумостовых схем выпрямления, поэтому общее число диодов - четыре, что является несомненным преимуществом. Поскольку, как правило, трансформатор поставляется с двумя идентичными вторичными обмотками (а не с одной с отводом от средней точки), в подобной схеме выпрямления конец одной из обмоток соединяют с началом другой - это и есть средняя точка.

Реже встречается полномостовая схема выпрямления по каждому из напряжений двух вторичных обмоток, которая использует уже по 4 диода для каждого напряжения, и общее количество диодов равно 8, то есть в два раза больше чем первая. Хотя двукратное количество диодов является некоторым недостатком такой схемы выпрямления, из ее свойств можно извлечь одну очень интересную особенность, которая заключается в том, что оба выпрямленных напряжения изолированы друг от друга.

Здесь следует отметить, что идея такого дополнительного питания стабилизаторов не нова. Впервые, насколько это известно автору, такая идея использовалась в работе для питания стабилизатора, основанного на дискретных компонентах (то есть без применения микросхем), где в качестве силовых использовались биполярные транзисторы.

В работе в схеме стабилизаторов, основанной также на дискретных компонентах, использовались уже полевые транзисторы, однако сложность схемы привела к тому, что плата стабилизаторов получилась просто огромной (175×80 мм), да еще с двусторонней разводкой, изготовить которую своими силами весьма проблематично. Забегая вперед, отметим, что плата описываемого здесь двуполярного стабилизатора имеет одностороннюю разводку и размер всего 40×16 мм. Такую плату легко изготовить своими силами (см. далее).

Для получения дополнительного питания (от другого стабилизатора) в работах и использовались стабилитроны с их токоограничительными резисторами, а на схеме Рисунок 2, как уже упоминалось, - микросхемы стабилизаторов 78L24/79L24. Применение указанных микросхем вместо стабилитронов с резисторами оправдано по следующим причинам. Во-первых, низкая стабильность напряжения стабилитронов не идет ни в какое сравнение с относительно высокой стабильностью выходного напряжения микросхем, во-вторых, как это ни странно, микросхема дешевле, чем полуваттный стабилитрон плюс полуваттный резистор (а меньшую их мощность использовать нельзя, так как это приведет к нагреву резистора и стабилитрона и большой вероятности выхода из его из строя), и, в-третьих, микросхемы занимают меньше места на плате.

На Рисунке 2 силовые проводники выделены жирным. Диоды VD1 - VD4 служат для начального запуска стабилизаторов при включении питания.

Теперь после таких подробных предварительных пояснений нетрудно понять и работу принципиальных схем.

Литература

1. Кузьминов А. Усовершенствованные стабилизаторы напряжения с активным фильтром. - Радио, 2017, № 9, с. 18, 19.
2. Кузьминов А. Применение инструментального усилителя для мостового включения двух мощных ОУ. Часть 3. - Современная электроника, 2017, № 6, с. 74 - 80.
3. Кузьминов А. Стабилизаторы на ОУ и мощных полевых транзисторах с активным электронным фильтром и защитой от превышения тока. Часть 2. - Современная электроника, 2018, № 1, с. 58 - 62.
4. Кузьминов А. Изготовление устройств на печатных платах с высоким разрешением в домашних условиях. - Технологии в электронной промышленности, 2010, №8, с. 18 - 25; 2011, № 1, с. 9 - 13; № 2, с. 18 - 25.
5. Кузьминов А. Технология изготовления печатных плат с высоким разрешением в любительских условиях. - Радио, 2017, № 10, с. 24 - 28.
6. Орешкин В. Стабилизатор напряжения питания УМЗЧ. - Радио, 1987, № 8, с. 31.
7. Муравцев М. Стабилизированный блок питания УМЗЧ. - Радио, 2017, № 2, с. 25 - 27; № 3, с. 17-19.
8. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. - М.: Мир. 1982.
9. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. - М.: Мир. 1993.

Схема:

Стабилизатор напряжения на операционных усилителях(ОУ) иног­да не запускается, т.е. не выхо­дит на режим стабилизации при вклю­чении питания, и напряжение на его выходе остается практически равным нулю. После замены микросхемы ста­билизатор начинает работать нормаль­но. Проверка замененного ОУ показы­вает, что он абсолютно исправен. При повторной установке этого ОУ в рабо­тоспособный стабилизатор указанное выше явление повторяется - стабили­затор снова не запускается. Выше показана схема одного из типовых стабилизаторов, в который наблюда­лось такое явление.

После ряда экспериментов было уста­новлено. что его причиной является напряжение смещения Uсм операцион­ного усилителя, показанное ниже условно в виде источника постоян­ного напряжения:

Входное сопротивление операционного усили­теля изображает резистор Rвх. Напря­жение смешения ОУ, как известно, может быть любой полярности. Допустим, что оно оказалось таким, как показано на рисунке. Тогда в пер­вый момент после включения выходное напряжение стабилизатора, а следо­вательно, и напряжение между входа­ми ОУ равны нулю, и отрицательный полюс источника Uсм оказывается под­ключенным непосредственно к неинвертируюшему входу ОУ. Напряжение на его выходе при этом уменьшается и при достаточно большом значении цсн (для К1УТ531Б, например, оно мо­жет достигать 7,5 мВ) из-за большого коэффициента усиления напряжения выходной каскад ОУ оказывается в сильном насыщении, напряжение на вы­ходе составляет лишь десятые доли вольта. Этого напряжения недостаточ­но для открывания регулирующего транзистора стабилизатора и поэтому он не запускается. Если же окажется, что после замены микросхемы у вновь установленного ОУ значение напряже­ния смещения не слишком велико или его полярность обратна показанной на рис. 2а стабилизатор будет запус­каться нормально.

Избавиться от необходимости трудо­емкого подбора экземпляра ОУ для каждого конкретного стабилизатора можно различными способами. Один из них, например, заключается в применении для запуска стабилизатора де­лителя напряжения с разделительным диодом (рис 2б). Напряжение на ре­зисторе R2 должно удовлетворять сле­дующим неравенствам:

где:
Uвх.мин и Uвх.макс - минимальное и максимальное входные напря­жения стабили­затора;
Uд - максимальное па­дение напряже­ния на диоде V1;
Uсм.макс - максимальное напряжение сме­щения ОУ;
U3 ном - напряжение на входе 3 ОУ (см рис. 1) при но­минальном ре­жиме стабили­затора.

При подключении стабилизатора к источнику питания положительное нап­ряжение с резистора R2 (рис. 2. б) че­рез диод VI подводится к неинвертирующему входу ОУ. Выходное напряже­ние ОУ при этом резко возрастает и ре­гулирующий транзистор стабилизато­ра открывается.

После выхода стабилизатора на но­минальный режим, диод VI закрывает­ся и отключает делитель напряжения от входа ОУ. Для наиболее полного устранения влияния запускающей це­ни на работу стабилизатора диод сле­дует выбирать кремниевый, с малым обратным током.

Практическая проверка подтвердила эффективность применения описанной цепи - стабилизатор с ней запускался безотказно при любых значениях и по­лярности напряжения Uсм. тогда как без нее иногда включения стабилизато­ра не происходило. Влияния запускаю­щей цепи на показатели стабилизатора (коэффициент стабилизации - более. 6000, выходное сопротивление 8 мОм) замечено не было.

Итак, схема простейшего компенсационного стабилизатора напряжения изображена на рисунке справа.

Обозначения:

1. I R — ток через балластный резистор (R 0)
2. I ст — ток через стабилитрон
3. I н — ток нагрузки
4. I вх — входной ток операционного усилителя
5. I д — ток через резистор R 2
6. U вх — входное напряжение
7. U вых — выходное напряжение (падение напряжения на нагрузке)
8. U ст — падение напряжения на стабилитроне
9. U д — напряжение, снимаемое с резистивного делителя (R 1 , R 2)
10. U ОУ — выходное напряжение операционного усилителя
11. U бэ — падение напряжения на p-n переходе база-эмиттер транзистора

Почему такой стабилизатор называется компенсационным и в чём его преимущества? На самом деле такой стабилизатор — это система управления с отрицательной обратной связью по напряжению, но для тех, кто не в курсе, что это такое, мы начнём издалека.

Как вы помните, операционный усилитель усиливает разность напряжений между своими входами. Напряжение на неинвертирующем входе у нас равно напряжению стабилизации стабилитрона (U ст). На инвертирующий вход мы подаём часть выходного напряжения, снятую с делителя (U д), то есть там у нас выходное напряжение, делённое на некоторый коэффициент, определяемый резисторами R 1 , R 2 . Разность этих напряжений (U ст -U д) — это сигнал ошибки, он показывает, на сколько напряжение с делителя отличается от напряжения на стабилитроне (обозначим эту разность буквой E).

Далее, выходное напряжение ОУ получается равным E*K оу, где К оу — коэффициент усиления операционного усилителя с разомкнутой петлёй обратной связи (в англоязычной литературе G openloop). Напряжение на нагрузке равно разности напряжения на выходе ОУ и падения напряжения на p-n переходе база-эмиттер транзистора.

Математически всё то, о чём мы говорили выше, выглядит так:

U вых =U оу -U бэ =E*K оу -U бэ (1)

E=U ст -U д (2)

Рассмотрим более внимательно первое уравнение и преобразуем его к такому виду:

E=U вых / K оу + U бэ / K оу

Теперь давайте вспомним — в чём же главная особенность операционных усилителей и почему их все так любят? Правильно, — их главная особенность — в огромном коэффициенте усиления, порядка 10 6 и более (у идеального ОУ он вообще равен бесконечности). Что нам это даёт? Как видите, в правой части последнего уравнения оба слагаемых имеют в делителе К оу, а поскольку К оу очень очень большой, следовательно оба этих слагаемых очень очень маленькие (при идеальном ОУ они стремятся к нулю). То есть наша схема при работе стремится к такому состоянию, когда сигнал ошибки равен нулю. Можно сказать, что операционный усилитель сравнивает напряжения на своих входах и если они отличаются (если есть ошибка), то напряжение на выходе ОУ меняется таким образом, чтобы разность напряжений на его входах стала равна нулю. Другими словами он стремится скомпенсировать ошибку. Отсюда и название стабилизатора — компенсационный.

0=U ст -U д (2*)

U д, как мы помним, — это часть выходного напряжения, снимаемая с делителя на резисторах R 1 , R 2 . Если рассчитать наш делитель, не забывая про входной ток ОУ, то получим:

и после подстановки этого выражения в уравнение (2*) сможем записать для выходного напряжения следующую формулу (3):

Входной ток операционного усилителя обычно очень мал (микро, нано и даже пикоамперы), поэтому при достаточно большом токе I д можно считать, что ток в обоих плечах делителя одинаков и равен I д, самое правое слагаемое формулы (3) при этом можно считать равным нулю, а саму формулу (3) переписать в следующем виде:

U вых =U ст (R 1 +R 2)/R 2 (3*)

При расчёте резисторов R 1 , R 2 необходимо помнить о том, что формула (3*) справедлива только в том случае, когда ток через резисторы делителя много больше входного тока операционного усилителя. Оценить величину I д можно по формулам:

I д =U ст /R 2 или I д =U вых /(R 1 +R 2).

Теперь давайте оценим область нормальной работы нашего стабилизатора, рассчитаем R 0 и подумаем, что будет влиять на стабильность выходного напряжения.

Как видно из последней формулы, существенное влияние на стабильность Uвых может оказывать только стабильность опорного напряжения. Опорное напряжение — это то, с которым мы сравниваем часть выходного напряжения, то есть это напряжение на стабилитроне. Сопротивления резисторов будем считать не зависящими от протекающего через них тока (температурную нестабильность мы не рассматриваем). Зависимость выходного напряжения от падения напряжения на p-n переходе транзистора (которое слабо, но зависит от тока), как в случае с , тоже пропадает (помните мы когда ошибку из первой формулы считали — поделили падение на переходе БЭ транзистора на К оу и посчитали это выражение равным нулю из-за очень большого коэффициента усиления операционника).

Из сказанного выше следует, что главный путь повышения стабильности тут один — увеличивать стабильность источника опорного напряжения. Для этого можно либо сузить диапазон нормальной работы (уменьшить диапазон входного напряжения схемы, что приведёт к меньшему изменению тока через стабилитрон), либо взять вместо стабилитрона интегральный стабилизатор. Кроме этого, можно вспомнить про наши упрощения, тогда вырисовываются ещё несколько путей: взять операционник с бОльшим коэффициентом усиления и меньшим входным током (это даст возможность ещё и резисторы делителя побольше номиналом взять, — КПД повысится).

Ну ладно, вернёмся к области нормальной работы и расчёту R 0 . Для нормальной работы схемы ток стабилитрона должен быть в пределах от I ст min до I ст max . Минимальный ток стабилитрона будет при минимальном входном напряжении, то есть:

U вх min =I R *R 0 +U ст, где I R =I ст min +I вх

Здесь аналогично, — если ток стабилитрона много больше входного тока операционного усилителя, то можно считать I R =I ст min . Тогда наша формула запишется в виде U вх min =I ст min *R 0 +U ст (4) и из неё можно выразить R 0:

R 0 =(U вх min -U ст)/I ст min

Исходя из того, что максимальный ток через стабилитрон будет течь при максимальном входном напряжении запишем ещё одну формулу: U вх max =I ст max *R 0 +U ст (5) и объединив её с формулой (4) найдём область нормальной работы:

Ну и, как я уже говорил, если получившийся диапазон входного напряжения шире, чем вам нужно, — можно его сузить, при этом возрастёт стабильность выходного напряжения (за счёт повышения стабильности опорного напряжения).

Стабилизатор с ОУ и защитой от короткого замыкания. В стабилизаторе (рис. 16.41, а) в качестве сравнивающего устрой­ства используется ОУ. Опорное напряжение с диода VD2 подается на неинвертирующий вход, а пульсирующее выходное напряжение - на инвертирующий вход. Отрицательная обратная связь через диод VD1 и два транзистора выполняет демпфирующие функции. Для за­щиты стабилизатора от короткого замыкания включен резистор R5. Нагрузочные характеристики приведены на рис. 16.41, в (кривая 1) и рис. 16.41, г. Если поменять местами подключение цепочек R4, VD2 и R6 - R8, нагрузочная характеристика имеет вид кривой 2 на-рис. 16.41, в. На рис. 16.41, б приведена зависимость отклонения вы­ходного напряжения от входного напряжения стабилизатора.

Рис. 16.41

Стабилизаторы напряжения на ОУ. Стабилизатор (рис. 16.42, а) обеспечивает на выходе напряжение 15 В при токе нагрузки 0,5 А. Стабилизирующим элементом в этой схеме является ОУ, с помощью которого можно получить коэффициент стабилизации более 4-10 4 . Опорное напряжение, образованное диодом VD1 и транзистором VT3, подается на один вход ОУ, а второй вход подключается к делителю, обеспечивающему запуск стабилизатора при его включении. Высокая стабильность опорного напряжения обеспечивается цепоч­кой VD1, VT3, в которой транзистор выполняет роль генератора тока.

Для уменьшения влияния обратного тока транзистора VT1 применяется резистор R1. Резистор R2 ограничивает базовый ток транзистора VT2. Параметры корректирующей цепочки R3 С1 выбра­ны с учетом работы ОУ при глубокой ОС.

Для получения напряжения на выходе стабилизатора, превы­шающего питающего напряжение ОУ, следует применить схему рис. 16.42, б. В этой схеме питание усилителя осуществляется от дополнительного стабилизирующего каскада Rl, VD1, VD2 кото­рый обеспечивает напряжение 24 В. С помощью этой схемы можно получить коэффициент стабилизации более 2-10 4 при токе нагруз­ки 1 А.

Рис. 16.42

Рис. 16.43 Рис. 16.44

Стабилизатор с регулируемым коэффициентом стабилизации. Стабилизатор (рис. 16.43) имеет коэффициент стабилизации более 10 5 . В зависимости от сопротивления резистора R4 коэффициент стабилизации может быть положительным иди отрицательным. Для уменьшения мощности, рассеиваемой транзистором VT3, включается резистор R7. Сопротивление этого резистора определяется постоян­ным током нагрузки. Ток же, связанный с изменением сопротивле­ния нагрузки, протекает через транзистор VT3.

Высоковольтный стабилизатор на ОУ. Высоковольтный стаби­лизатор напряжения (рис. 16.44) имеет коэффициент стабилизации более 10 3 . Он рассчитан на токи до 0,1 А. В качестве усилительного элемента применен ОУ, питающее напряжение которого поднято на уровень 100 В. Для предотвращения неисправности стабилизатора желательно входное напряжение повышать плавно до нужного значения.

Рис. 16.45

Высоковольтный стабилизатор. Высоковольтный стабилизатор (рис. 16.45) имеет на выходе £00 В. При токе нагрузки 0,1 А вход­ное напряжение должно равняться 300 В. Схема обладает коэффи­циентом стабилизации более 10 4 . Это достигается тремя видами ослабления пульсаций. С помощью стабилитронов VD1 - VD3 уста­навливается опорное напряжение 250 В. Для уменьшения внутрен­него сопротивления стабилитронов включен конденсатор С1, кото­рый совместно с резистором R1 образует фильтрующую цепь. Ос­новной стабилизирующей схемой являются ОУ и регулирующие транзисторы VT1 и VT2. С помощью стабилитронов VD5 и VD6 напряжение на входе ОУ уменьшается до единиц вольт. На этом уровне происходят изменения выходного напряжения. Опорное на пряжение также лежит в этом диапазоне. Все изменения выходно­го напряжения умножаются на коэффициент усиления ОУ и посту­пают на вход регулирующих транзисторов, которые сглаживают эти изменения.